4 オルソンアンプの製作

4.1 回路

全回路図を，図17に示します．

**図 17:** 製作したステレオ・オルソンアンプの全回路図
$\begin{figure}\input{figs/olson_st_sch} \end{figure}$

基本的に，原回路を忠実に踏襲しました．何点か相違点があります．

25 $\mu$ F という容量のコンデンサはないので，カソードバイパスコンデンサの容量を 33 $\mu$ F とした．
カップリングコンデンサの 0.03 $\mu$ F は， 0.047 $\mu$ F とした．
ペアチューブが容易に入手できないので，出力段は各管独立の自己バイアスとした．カソード抵抗は 1.2 kΩ，バイパスコンデンサは 470 $\mu$ F とした．
ハムが出ないよう，10Hのチョークコイルを用いた．
浅野　勇氏の作例[2]のように，ボリュームとバランスを付けた．

4.2 部品の選定

電源トランスは，適切な市販品がないので，春日無線変圧器に特注しました．出力トランスは，ケース入りの割にリーズナブルな価格の， TANGO FE-25-5を使いました．

真空管は，オリジナル通り，6SN7-GT, 5Y3-GT以外はメタル管を使いました．特に，6J5はメタル管を使用したほうがノイズが小さくなると思われます．出力管は，6F6の高周波用選別品である1613を使いました．

抵抗は，オリジナルのW数ですと定格をオーバーするものがあります．適宜2〜3Wのものに変更しているものがあります．

シャーシは，浅野　勇氏の作例にならって開孔しました．ただし，深さが40mmのものが見あたらなかったので， 50mmのものにしました．サイズは400mm x 250mmです．ウォルナットの無垢板をオイル仕上げにして，サイドウッドとしています．

製作したアンプの外観および内部を，図18〜22に示します．

**図 18:** 製作したオルソンアンプの外観

**図 19:** 製作したオルソンアンプの外観

**図 20:** 製作したオルソンアンプの側面

**図 21:** 製作したオルソンアンプの背面

**図 22:** 製作したオルソンアンプの内部

4.3 測定

総合特性以外は，右チャネルの特性で代表することにします．

4.3.1 初段の特性

初段の特性は，C3とR6の接続点に，入力インピーダンスが 1 MΩ のバッファを接続して測定しました．

入出力特性，歪率特性を，図23に示します． 2V入力時の歪率は，3%強となります．ゲインは，11.7倍でした．

**図 23:** 初段の入出力特性(1kHz)
$\includegraphics{figs/Olson_V1_io.ps}$

周波数特性を，図24に示します．

**図 24:** 初段の周波数特性(1V)
$\includegraphics{figs/Olson_V1_freq.ps}$

4.3.2 二段目までの特性

二段目までの特性は，プレートに 0.068 $\mu$ F のコンデンサを接続し，入力インピーダンスが 1 MΩ のバッファを接続して測定しました．

入出力特性，歪率特性を，図25に示します．同一入力電圧において，初段のみの場合より歪率が高くなっているので，二段目のほうで大きな歪みが生じていることがわかります．二段目までのゲインは，87.4倍でしたので，二段目のゲインは， 87.4/(11.7/2) = 14.9 倍となります．

**図 25:** 二段目までの入出力特性(1kHz)
$\includegraphics{figs/Olson_V2a_io.ps}$

周波数特性を，図26に示します．バランスコントロールのところでインピーダンスが高くなり，シールド線の容量によって高域が下がっています．

**図 26:** 二段目までの周波数特性(1V)
$\includegraphics{figs/Olson_V2a_freq.ps}$

4.3.3 位相反転段までの特性

位相反転段までの特性は，C7, C8を出力管から外し，入力インピーダンスが 1 MΩ のバッファの入力端子に， 888 kΩ の抵抗を並列に接続したものをつないで測定しました．

入出力特性，歪率特性を，図27に示します．プレート側の歪率が高いのは，ヒーターバイアスを加えているからです．出力段が必要とする約25Vの出力は，結構ぎりぎりで，歪率は1%強になっています．位相反転段までのゲインは，76.5倍でした．位相反転段のゲインは， 76.5/87.4 = 0.88 倍となります．

**図 27:** 位相反転段までの入出力特性(1kHz)
$\includegraphics{figs/Olson_V2b_io.ps}$

周波数特性を，図28に示します．両相の特性が，よく揃っています．

**図 28:** 位相反転段までの周波数特性(1V)
$\includegraphics{figs/Olson_V2b_freq.ps}$

4.3.4 総合特性

消費電力は240VAです．

入出力特性を，図29に示します．

**図 29:** 入出力特性(1kHz)
$\includegraphics{figs/Olson_io.ps}$

出力対歪率特性を，図30に示します． 80kHzのローパスフィルタを使用しています．最大出力は両チャネルとも8Wで，左チャネルの歪率は1.1%，右チャネルの歪率は1.4%程度と，無帰還アンプとしては優秀です．また歪みの増え方も素直で，周波数によって歪率が大きく異なることはありません．

**図 30:** 出力対歪率特性
$\includegraphics[scale=0.8]{figs/Olson_dist.ps}$

周波数特性を，図31に示します． 8W時の特性も調べましたが， 1W時とほとんど変わりませんでした． -3 dB の帯域幅は， 25 Hz〜 40 kHz となりました．高域は，オリジナルよりもかなり伸びました．左右の高域の特性の違いは，バランスコントロールに接続したシールド線の長さの違いによるものと思われます．この特性は，位相反転段までのものとほぼ同じですので，出力段は，これより広帯域になっているようです．

**図 31:** 周波数特性(1W)
$\includegraphics{figs/Olson_freq.ps}$

クロストーク特性を，図32に示します． 5kHzまでは，残留雑音のレベルを保っています．バランスコントロールを付けてあり，その部分のインピーダンスが比較的高いので，高域で悪化するのはやむを得ません．低域では，まったく漏れていません．

**図 32:** クロストーク特性(4W)
$\includegraphics{figs/Olson_crosstalk.ps}$

出力インピーダンス特性を，図33に示します．出力インピーダンスは，1kHzで 5.3 Ω，ダンピングファクタは，1.5です．

**図 33:** 出力インピーダンス特性
$\includegraphics{figs/Olson_Zo.ps}$

残留雑音は，以下の通りです．

チャネル	A補正なし(600kHz)	A補正あり
L	0.83mV	0.11mV
R	1.45mV	0.11mV

50Hzのかなり歪んだ波形で，ヒーターから拾っているようです(図34)． Rチャネルが少し悪くなっていますが，初段の6J5を選別すれば良くなるかも知れません．

**図 34:** 残留雑音の波形(上:左チャネル，下:右チャネル，X:5ms/div，Y:2mV/div)

実は，当初，55V程度のヒーターバイアスを掛けていたのですが，そうすると，1W程度の出力の時に，位相反転段のプレート側だけに， 50Hzの変調が掛かってしまいました．使用した6SN7-GTは，SOVTEK製です．

初段の6J5を差し替えてみたところ，残留雑音が減りました．下記の値は，最良ではないが，雑音が少ないものを用いた場合です． (上記のデータの場合と6SN7を左右入れ替えたので，雑音の大きさが逆転しています．)

チャネル	A補正なし(600kHz)	A補正あり
L	1.15mV	0.08mV
R	0.76mV	0.06mV

チョークを使わないと，残留雑音が大幅に増えます．

チャネル	A補正なし(600kHz)	A補正あり
L	4.8mV	0.59mV
R	2.15mV	0.23mV

やはり，現代の基準では，チョークが必要なようです．チョークありとなしでは，雑音の大きさが左右で逆転します．すなわち，左チャネルは出力段の上下のバランスが悪く，電源のリプルの影響を強く受けることがわかります．残留雑音の波形を，図35に示します．ハムの周波数が100Hzになっており，原因がヒーターからB電源のリプルに変わったことがわかります．

**図 35:** チョークを使用しない場合の残留雑音波形(上:左チャネル，下:右チャネル，X:5ms/div，Y:10mV/div)

チョークがない場合(平滑コンデンサは 94 $\mu$ F)のB電源のリプルは， 13 V_p-p, 3.73 V_rms でした． 2段目，3段目の電源のリプルは 80 mV_rms 程度です．チョークを使用する(平滑コンデンサは，チョークの前後 47 $\mu$ F ずつ)と，リプルは，チョークの前で 25 V_p-p，チョークの後ろで 0.5 V_p-p でした．

6F6のプレート電流をある程度揃えると，チョークなしの残留雑音が減ります．

チャネル	A補正なし(600kHz)	A補正あり
L	2.6mV	0.3mV
R	2.4mV	0.25mV

ハムの波形は，図36のように比較的なめらかな100Hzであり， 2段目および位相反転段のリプルが原因のようです．

**図 36:** 6F6を選別した場合の残留雑音の波形(上:左チャネル，下:右チャネル，X:5ms/div，Y:5mV/div)

4.3.5 チョークの必要性

B電源にリプルを加えて，各部にどのような影響があるか，シミュレーションします．回路は，図37です．

**図 37:** B電源にリプルを加える

V2により正弦波を加え，AC解析により各部に現れる交流成分の大きさを求めます．結果は，図38のようになります．

**図 38:** 各部のリプルの大きさ

R17とC11によるフィルタによって，100Hzのリプルは1/100になります． R18とC12を経た後には，さらに1/100になるので， U2aによる増幅が10倍程度あっても，初段のハムは無視できることになります． U2bのプレートとカソードで数dBの差があり，これが出力に現れます．出力に現れる100Hzの成分は， -66.4 dB = 0.00048 で，リプルの実効値が3.73Vのとき，出力のハムは1.8mVとなります．出力段が完全にバランスしていても，これだけのハムが現れます．

図39は，整流回路を含めてシミュレートしたものです．

**図 39:** 電源も含めてシミュレートする

チョークを使用しない場合(L1とR22をショートする)の結果は，図40のようになります．

**図 40:** チョークがない場合

B電源のリプルは，約 16 V_p-p であり，実機よりも大きくなっています．実際の電灯線の波形は上下が潰れているため，整流管の導通角が広くなるため，また平滑コンデンサの容量が公称値よりも大きいためのようです．出力に現れるハムの実効値は，2.5mV程度となります．

チョークを使用した場合の結果は，図41のようになります．

**図 41:** チョークがある場合

B電源のリプルは，約 0.15 V_p-p となり，出力に現れるハムの実効値は，0.026mV程度となります．

これらの結果から，出力段が完全にバランスしているなら， 1H程度のチョークを使うか， R17を分割してもう一段コンデンサを入れれば，前段に由来するハムを十分(0.5mV以下)に減らすことができます．

是枝重治氏の作例[5]で，「6F6を選別すると，残留雑音が0.8mVになった」とありますが，本当にチョークなしで残留雑音が0.8mVになったとしたら，前段のハムを打ち消すよう，出力段のバランスが崩れているか，雑音測定の際にA補正がかけられているのでしょう．

4.3.6 ヒーターバイアス

Electro Harmonics, Sovtek, TEN, 東芝の4種類の6SN7について，ヒーターバイアスありなしの出力対歪率特性を調べました(図42)．

**図 42:** ヒーターバイアスの有無と歪率(左上：Electro Harminics，右上：Sovtek，左下：TEN，右下：東芝)
$\includegraphics{figs/heater_bias.ps}$

現行品のElectro Harmonics，Sovtekは，ヒーターバイアスをかけると低出力で歪率が増加します． Electro Harmonicsは単純にハムが出ているようですが， Sovtekは複雑な挙動をしています． TENは，ヒーターバイアスの有無によって大きく歪率が変わることがありません．東芝の場合は，ヒーターバイアスをかけたほうが雑音が低くなるようです．

4.3.7 ACバランス

位相反転段のプレート側の負荷抵抗R13の値を変えて， 2W, 7W出力時の歪率の変化を調べた結果を，図43に示します．

**図 43:** R13と歪率の関係
$\includegraphics{figs/Olson_AC_balance.ps}$

シミュレーションでは， 33 kΩ 近辺で歪率が最低になりましたが，実機では 35 kΩ 近辺で歪率が最低となり，原回路定数の場合の半分以下の歪みになります．

Electro Harmonics 2本, Sovtek 2本, TEN, 東芝の6種類の6SN7について， 7W時の歪率が最小になるようにR13を調節し，出力対歪率特性をとったものが，図44です．

**図 44:** 真空管による歪率の違い
$\includegraphics{figs/AC_balance_by_tube.ps}$

それぞれのR13の値は，以下のとおりです．

真空管	R13 (Ω)
Electro Harmonics 1	34.27k
Electro Harmonics 2	34.10k
Sovtek 1	33.70k
Sovtek 2	34.75k
TEN	35.43k
東芝	35.91k

原論文にあるように，6Wで0.4%以下の歪率にすることも可能なようです．ただし，最大出力は，7W程度に下がってしまいます．原論文でも，出力が7Wを超えると，急激に歪率が増えるので，このような調整を行った可能性があります．

4.3.8 前段での歪みの打ち消し

今回は，浅野氏の作例にならって，初段の前にボリュームを，初段と2段目の間にバランスを入れました．このため，測定はバランスをセンターにして，原回路でいうとフルボリュームの状態で測定を行いましたが，片チャネルだけならバランスを調整して，同じ出力でも初段に加える入力の大きさを変えることができます．バランスを絞って，初段の入力を大きくすると，初段で発生する歪みが多くなり，2段目との間で打ち消しが起こります．

このようにして出力を7Wに保ったときに最も歪みの小さくなるバランスの位置を探ると，機械的に約28%の位置でした．この時の出力対歪率特性を，図45に示します． 6W出力時の歪率は0.43%で，原論文に近い値となっています．

**図 45:** 歪み打ち消しの効果
$\includegraphics{figs/minTHD_dist.ps}$

(バランスによる歪み打ち消しの場合のみ400Hzのローカットフィルタを使用しています．)

入出力特性は図46のようになり，電気的にはオリジナルの31%にバランスを絞ったときに歪みが最小になります．すなわち，V1の出力を15.5%にして2段目に渡したときに歪みが最小となります．

**図 46:** 歪み打ち消しを行った場合の入出力特性
$\includegraphics{figs/minTHD_io.ps}$